| 隨著LED顯示屏的市場不斷增長，高對比度變成了一個時髦的詞。最近，業(yè)內一家電子制造商巨頭推出了具備動態(tài)LED背光控制的高清晰度70英寸LCD電視，其對比度高達500,000：1，耗電量卻減少了一半。該公司將如此高的對比度歸功于調光技術的采用。
對比度一般都被定義為系統(tǒng)可產(chǎn)生出的最亮色彩(白色)與最暗色彩(黑色)的發(fā)光度比率�？梢酝ㄟ^控制進入的正向電流來調節(jié)LED的亮度級別，即模擬調光。LED的色彩可以隨著正向電流的變化而位移，因此對于一些可容忍色彩位移的低檔照明系統(tǒng)而言，模擬調光不失為一個合適的選擇。但是，對于基于LED的LCD顯示屏等的高端應用來說，為獲得想要的色彩一致性和各種亮度級別，就必須采用更復雜的調光技術。針對高端應用的LED驅動器一般都采用固定頻率工作模式與PWM調光機制。在PWM調光中，LED正向電流以減少的占空比在0%至100%間轉換，以進行亮度控制。然而，PWM調光信號的頻率必須大于100Hz，以免出現(xiàn)閃爍或抖動。為盡量降低可聽到噪聲和輻射，高端照明系統(tǒng)的調光頻率范圍一般要求幾萬赫茲�？墒�，更高的調光頻率將大幅縮小驅動的調光范圍，反而降低系統(tǒng)的最大亮度。本文將探討在固定頻率、時間延遲磁滯控制和固定導通時間的降壓式LED驅動器中，高頻PWM調光技術的性能表現(xiàn)，并通過測試數(shù)據(jù)來衡量不同配置下的性能。
調光范圍
在PWM調光中，LED正向電流以受控的占空比(DDim)進行開/關(ON/OFF)，以達到想要的亮度級別。DDim的動態(tài)范圍定義了PWM調光配置所能實現(xiàn)的最大亮度級別。如上所述，LED亮度與LED正向電流成比例，因此，在使用PWM調光配置時所得到的最高和最低LED電流平均值分別由式1和式2表示。
ILED_Max=DDim_Max×ILED (1)
ILED_Min=DDim_Min×ILED (2)
其中，ILED為LED電流，ILED_Max為LED電流的平均最高值，ILED_Min為LED電流的平均最低值，DDim_Max為最大調光占空比，DDim_Min為最小調光占空比。因此，最高和最低LED明亮的比率，又被看作PWM調光范圍，用式3表示。
調光范圍=DDim_Max/DDim_Min (3)
式3表示PWM調光范圍與最大、最小調光占空比之間的關系。對于給定的調光頻率FDim，DDim_Max表示最大占空比，即LED電流在下一個調光周期開始前，從所需的正向電流降低至零的時間；DDim_Min表示最小占空比，即LED電流由零升至所需的正向電流(IF)的時間。
從圖1(a)可見，DDim_Max和DDim_Min用式5表示。
DDim_Max＝(T-tSD)/T (4)
DDim_Min＝(tD+tSU)/T (5)
其中，T為調光周期(T=1/FDim)，tD為從DIM脈沖上升沿到電源FET第一個脈沖之間的延遲，tSU為LED電流從零升至所需電流的上升時間，tSD為從DIM脈沖的下降沿到LED電流等于零之間的下降時間。
 圖1(a)：最大和最小的PWM調光占空比；圖1(b)：最常用的PWM調光配置。
式4和式5表達了DDim_Max、DDim_Min與LED驅動器的傳動(power-train)特性和PWM調光方案之間的關系。下文將討論幾種不同的PWM調光方案。
PWM調光方案
可以采用多個不同的電路來實現(xiàn)正向LED電流的開/關切換，圖1(b)是最常用的PWM調光配置。
在使能調光方案(圖1b(A))中，LED電流的開/關是通過把開關穩(wěn)壓器或者電源FET驅動器設置成使能(Enable)或失效(Disable)來實現(xiàn)的。使能調光的缺點是調光延遲較大(tD，tSU&tSD)。tD指需要啟動開關穩(wěn)壓器電路所需的時間。如果利用調光信號去開/關電源FET驅動器，而不是去開關穩(wěn)壓器，則可以消除這種延遲。tSU和tSD指電感器電流上升至所需LED電流，并將電流下降到零電流所需的時間，這種延遲很大程度視乎LED驅動器的傳動特性。使能調光方案可以在低調光頻率下提供較大的調光范圍。但是，由于調光延遲比較大，如果增加調光頻率，會明顯降低調光范圍。
串行調光方案(圖1b(B))將一個開關與LED串聯(lián)在一起，這樣，LED電流從IF和零之間的切換將隨著串聯(lián)開關的導通(ON)和斷開(OFF)來執(zhí)行。在這種配置中，當串行開關器導通時，峰值檢測器被用來確保電壓信號在反饋引腳(FB)處的連續(xù)性。串行調光沒有延遲時間tD和tSD，因此要優(yōu)于使能調光。不過，這種方法的tSU較大，在高調光頻率下所能達至的調光范圍比較小。
并行調光方案(圖1b(C))把一個分流開關與LED并聯(lián)在一起。一旦將這個開關設置成OFF或ON，立刻會有電流IF流進或者流出LED。并行調光能明顯減少tD、tSU和tSD，因為它可長期維持連續(xù)的電感器電流，這個電流的平均值大約等于所需的LED正向電流。因此，這種調光配置適合那些在高調光頻率下要求寬調光范圍的應用。但是，并行調光必須配合開關穩(wěn)理器拓樸來使用，因為只有這種布局才可提供連續(xù)的輸出電感器電流。此外，由于分流開關(shunt switch)的功率耗散，這種方式將降低整體系統(tǒng)的效率。下文將探討與固定頻率、磁滯和固定導通時間降壓式LED驅動器一起工作時，使能調光和并行調光方案的性能。
固定頻率降壓LED驅動器的調光
固定頻率電流模式降壓LED驅動器的簡化框圖如圖2所示。驅動器可通過選用Enable_Dim控制或Shunt_Dim控制，配置成使能調光或并行調光。圖3表示圖2中的LED驅動器的典型使能調光波形，這些波形是用LM3045(1A的16MHz固定頻率LED驅動器)來產(chǎn)生的。
 圖2：固定頻率的電流模式降壓LED驅動器的簡化框圖。
在圖3中，從DIM脈沖的上升沿到電源FET第一個脈沖，大約有50μs的延遲tD。這個延遲正如前面所說與啟動穩(wěn)壓器的電路有關。與LED電流由零到5A的上升時間有關的時延tSU，其測量出來的數(shù)值約為25μs，這個延遲很大程度受到了圖2中固定頻率LED驅動器的固有控制環(huán)路頻寬限制的影響。tSD也是LED電流下降至零的DIM脈沖下降沿，其數(shù)值約為2.5μs。這個延遲則受開關穩(wěn)壓器的電感器大小和LED正向電壓降的影響。
 圖3：圖3中LED驅動器的典型使能調光波形(Vin=10V， IF=0.5A， Fsw=1.6MHz, FDim= 5kHz, DDim=50%)。
圖4給出了圖2中的LED驅動器的并行調光波形。這種配置可以完全消除tD，因為驅動器會長期處于開關狀態(tài)。此外，它還可以消除tSD，因為當開關被設置成ON時(Shunt_Dim為高)，電感器電流IL幾乎是立刻轉向從LED流入分流開關。另一方面，測度出來的tSU大約為10μs，這仍是一個相對比較大的延遲�？偟膩碚f，在高調光頻率下，采用固定頻率LED驅動器的并行調光不會顯著增加調光范圍，因為驅動器控制環(huán)路的動態(tài)響應是有限制的。
 圖4：圖3中的LED驅動器的并行調光波形(Vin=10V, IF=0.5A, Fsw=1.6MHz, FDim= 20KHz, DDim=50%)。
磁滯降壓LED驅動器的調光
磁滯降壓LED驅動器的簡化框圖如圖5所示，它可被配置成使能調光或并行調光。圖6波形由LM3485磁滯降壓控制器產(chǎn)生，這些波形清楚地顯示調光延遲明顯減少了。tD減少的原因是Enable_Dim控制被用來直接啟動和導通電源FET門驅動器。tSU減少的原因是磁滯控制的方法消除了因固定頻率操作而導致的動態(tài)響應限制。tSD則沒有明顯變化。
 圖5：磁滯降壓LED驅動器的簡化框圖。
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